基于直流环流注入的MMC储能系统相间功率均衡控制策略

摘要：在网压不平衡工况下,模块化多电平储能系统(modular multilevel converter energy storage system,MMC- ESS)如果以并网电流平衡为控制目标,虽然可以保证交流系统安全运行,但是会引起各相放电速度不同,导致子模块储能电池荷电状态(state of ge,SOC)的不均衡。为解决上述问题,首先对比分析了传统MMC和MMC-ESS的内部环流特性;然后分析了以并网电流平衡为目标的不平衡网压控制对电池SOC的影响;针对这一问题,提出了利用注入直流环流的控制策略,有效地实现了相间功率均衡,并论述了直流环流控制器参数对系统稳定性的影响;以各相电压跌落度为变量,绘制各相注入的直流环流占额定桥臂电流比例的三维图,针对不同跌落度分析了各相桥臂电流的变化,为设备器件选型提供了依据;最后,通过仿真和实验验证了理论分析的正确性及控制策略的可行性。

关键词 : 模块化多电平变流器; 储能系统; 不平衡网压; 环流;

0 引言

储能系统作为交直流电网的中间储能环节,可以提高电网供电的可靠性[1-2]。模块化多电平变流器作为一种能量变换装置,与电池结合可以组成新型储能装置,其模块化结构可以使储能电池运行在低电压模式下,具有开关器件电压应力小、谐波小,模块化程度高、输出电压高、易于拓展、可靠性高等优点[3];同时,MMC-ESS也适用于柔性直流输电、柔性变电站等应用。目前,模块化多电平储能系统已经引起国内外研究人员的关注,相关研究包括MMC-ESS应用于电动汽车充电站作为能量缓冲器[4-6],应用于中低压电网实现功率补偿和电压支撑等功能,提高电能质量[7-10]。

在交直流输配电系统中,交流侧不平衡产生的负序电压会造成换流器并网电流不平衡;与传统MMC类似,MMC-ESS系统也需要采用保证并网电流平衡或降低功率波动的控制目标[11]。但对于MMC-ESS系统,储能作为换流器的中间环节,交流功率波动不会影响MMC直流电压稳定,对此只需采用并网电流平衡的控制目标。不平衡网压会引起功率在各相分配不均匀,导致电池放电速率不一致,使部分电池的SOC提前到达电池安全下限,造成储能系统容量配置浪费,甚至还将使MMC- ESS退出运行,输配电系统瘫痪。因此需要研究不平衡网压对MMC-ESS系统的影响与控制。文

献[12]阐述了网压不平衡会使输出功率降低,并针对抑制负序电流和抑制功率波动两种目标的不平衡网压控制进行比较,提出了保证有功功率输出的改进策略;文献[13]提出了利用储能向电网输送功率的方法,实现对不平衡电网的功率补偿;文献[14]针对运行在网压不平衡工况下的MMC-ESS系统,提出了通过在各子模块调制波叠加与SOC负比例系数的补偿量,实现相间功率均衡;但由于通过对调制波的重组,容易产生过调制,造成调制信息丢失。文献[12-15]没有深入分析交流不对称对储能电池的影响。另外,对MMC-ESS的控制要兼顾对MMC和电池的控制,将总体控制分为多个子控制,协调各子控制环节以达到运行目的[16]。对于电池接入MMC的方式大多分2种：直接并联或经DC/DC并联[5]。其中,直接并联具有结构简单、子模块(sub-module,SM)直流侧无变压环节,能耗相对较低等优点,故文中采用此接入方式。与传统电容SM相比,储能电池直接并联在电容的结构会使其电容电压更加稳定,忽略线路的影响,电容电压等于电池电压。

针对以上问题,本文采用电池直接并联在SM直流侧的拓扑,首先利用对称工况下的开关函数与子模块电压,对桥臂电流进行数学分析,证明MMC-ESS不存在偶次环流谐波;再利用交流系统不对称工况下的各类电气量,推导电池SOC表达式;根据交流功率的不平衡度以及直流侧电流,推导出直流环流注入表达式,实现相间功率均衡,并分析了直流环流控制器参数对系统稳定性的影响;以各相电压跌落程度为变量,绘制不同跌落程度下各相注入直流环流占额定桥臂电流比例的三维图,对比分析不同跌落度对桥臂电流变化的影响,以便重新确定器件参数裕量。最后通过MATLAB仿真软件以及实验平台对控制算法进行了验证。

1 MMC-ESS结构及数学模型

1.1 基于半桥的MMC-ESS

MMC-ESS及半桥式子模块拓扑结构图如图1所示[17]。O点表示零电位参考点,MMC-ESS分为3个相单元,每个相单元由上、下两个桥臂单元组成,每个桥臂由N个SM和一个桥臂电抗La串联形成。T1、T2代表开关器件,D1、D2代表反并联二极管,Bat代表电池,usm为电池电压;虽然usm随SOC的不同会有小幅变化,但通常情况下变化缓慢,故分析时可认为其保持一个恒定值。通过载波移相的调制策略可以保证各相随时有N个子模块投入,因此直流侧可等效存在一个稳定的直流电压,且同相内的子模块调制比mx相同。

图1 MMC-ESS及半桥式子模块拓扑结构图

Fig. 1 Configuration of MMC-ESS and half-bridge sub-module

1.2 MMC-ESS的桥臂电流分析

对于传统MMC拓扑,受子模块电容充放电的影响,子模块电压存在基频波动和二倍频波动;受子模块电容电压波动影响,桥臂电流呈现二倍频等偶次谐波分量[18]。考虑到直流电流在三相均分、交流电流在上下桥臂均分、子模块电压波动引起的偶次环流等因素,因此传统MMC的上、下桥臂电流可以分别表达为

式中：ipx、inx为x相上、下桥臂电流,其中x=a,b,c;Idc是直流电流;ω是电网角频率;Ix是交流电流幅值;φ是交流电流初始相角;Inf是n次谐波幅值,其中n≥2,且为偶数;φnf为其初始相角。

但对于MMC-ESS系统,子模块电压受充放电影响极小,电压不存在明显波动,传统MMC的环流分析并不适用此时的MMC-ESS,需要建立新的数学模型,以便分析MMC-ESS系统中桥臂电流等电气量谐波成分。

忽略桥臂阻抗对系统的影响,可以得到MMC-ESS单相的简化模型,如图2所示。图中：La为桥臂滤波电感;ux为交流电压;ix为交流电流;upx、unx分别代表其上、下桥臂子模块等效输出电压,其中x=a,b,c。

图2 MMC-ESS单相简化模型

Fig. 2 Simplified model of single phase topology

上、下桥臂的开关函数可以分别表示为

式中mx为该相调制比,且0≤m≤1。

同时,上、下桥臂子模块等效输出电压可以表示为

式中：N为桥臂中子模块数量;Udc是直流电压。

根据式(3),可得x相的总电压和交流输出相电压,如下所示：

式(4)表明：在网压对称工况下,MMC-ESS相单元总电压是稳定的,不存在传统MMC所呈现的二次谐波电压分量,因此桥臂电流也不会产生相应的二次谐波。假定三相单元的参数完全相同,直流电流在3个相单元中均分;上、下桥臂参数完全相同,交流电流在上下桥臂均分。因此x相上、下桥臂电流可以表示为

式中Ix为x相交流电流幅值。

根据环流公式,该相环流表示为

分析得知：在MMC-ESS系统中,环流中不存在传统MMC拓扑中偶次谐波分量。

2 不平衡网压对MMC-ESS的影响

当电网发生不平衡时,以抑制负序电流为目标,采用瞬时功率理论推导出并网给定的电流指令,在dq旋转坐标系下利用比例积分谐振调节器(proportional integral resonant,PIR)进行控制,利用图3所示的控制框图产生开关管的PWM脉冲信号。

图3 不平衡下系统控制框图

Fig. 3 Control scheme of an MMC-ESS under unbalanced condition

根据式(2)可得,在MMC-ESS中上、下桥臂单个子模块输出电压为

因此,可以得到上、下桥臂中一个子模块的瞬时功率表达式为

式中：Pd为直流功率;Pax为x相交流功率

根据式(8),上、下桥臂中子模块电池荷电状态方程可以表示为

式中：s_int表示子模块电池SOC初始值;Q表示储能电池的总电量。

式(9)表明：子模块电池荷电状态变化趋势受到直流侧功率,交流侧功率影响,同时还存在由于电池充放电导致的基频波动,且上、下桥臂基频波动相位相差180º。在MMC-ESS系统中,来自直流侧的功率先与电池进行能量交换,再由电池与交流侧进行能量交换,交流不对称不会对直流侧产生影响,因此直流侧不会产生类似传统变流器在不对称工况下的二次功率脉动;同时由于相单元参数基本一致,可以认为直流功率在各相均分。在网压对称工况下,三相交流功率一致,各相SOC不会发生偏差;但网压不对称的工况,会导致三相交流功率不一致,进而造成各相SOC的不一致。

3 相间功率均衡控制分析

3.1 相间功率均衡控制策略

MMC内部的环流是不同相桥臂之间能量交换的载体,可通过改变环流成分,实现不同相桥臂之间的有功能量转移和传递。对于相间有功能量的转移和传递,环流需呈现直流分量的形式。向环流注入一定的直流环流izd_x,可促使相间功率流动,实现各相电池输出功率相同。假设该直流分量与桥臂电流方向一致。

注入直流环流后,实际环流可以表示为

为保证交流电流的正常输出,桥臂电流需要相应地修正为

在桥臂电流中补偿此直流分量前,某相电池输出功率即为交流输出功率,可以通过桥臂电流和桥臂输出电压表示为

补偿此直流分量后,该相电池功率则可表示为

由上式易知,通过向桥臂电流中注入直流分量,可以使该相电池输出功率发生变化,策略投入前后功率差值可以表示为

直流环流控制框图如图4所示。

图4 直流环流控制框图

Fig. 4 Control of DC component circulating current

图4中：icirx为环流指令值;上、下桥臂电流的均值为环流反馈值;ux*是调制波信号。三相分别利用一个比例积分(proportional integral,PI)调节器,完成对环流指令的无静差跟踪,实现相间功率均匀分配。

3.2 直流环流调节器设计

根据直流环流控制框图,容易得到直流环流控制的等效数学模型如图5所示。

其系统直流环流闭环传递函数为

图5 直流环流控制等效数学模型

Fig. 5 Equivalent mathematic model of DC current control

式中：Rm表示桥臂等效电阻;kp、ki分别表示直流环流调节器比例系数和积分系数。

以直流环流PI环节kp为变量,通过对闭环传递函数的推导计算,可得到变量kp从0变为无穷时的根轨迹图,如图6所示。

图6 直流环流PI环节kp变化的影响

Fig. 6 Influence of kp variation on DC current control

以直流环流PI环节ki为变量,通过对闭环传递函数的推导计算,可得到变量ki从0变为无穷时的根轨迹图,如图7所示。

图7 直流环流PI环节ki变化的影响

Fig. 7 Influence of ki variation on DC current control

可见,当PI调节器参数逐渐变化时,系统特征根实部均始终保持为负,证明系统始终保持稳定状态。在实际系统中,由于SOC变化相对较慢,PI调节器参数改变引起的储能电池充放电电流动态变化,不会引起系统的不稳定,可适当修改参数使系统获得更好的动态响应。

3.3 电压跌落与直流环流指令分析

上述控制策略会导致桥臂电流发生不同程度的偏移,因此不能按照稳态下额定功率设计桥臂电感和子模块限流参数,必须参考发生环流偏置后的桥臂电流。

在网压发生跌落的MMC-ESS中,由于系统是三相三线制拓扑结构,因此不需要考虑零序电压。假设c相电压跌落度最小且uc=u,三相网压可以分别表示为

式中：ua、ub、uc分别表示交流相电压有效值;a、b分别表示a相、b相相对于c相的电压跌落度,且0≤a≤100%,0≤b≤100%。

设MMC-ESS系统额定功率为P,当直流侧功率为P时,交流功率等于直流功率,此时桥臂电流处于最大,对系统考验最严酷;在对称工况下,桥臂电流有效值可以表示为

式中m表示c相电压调制比,m=u/(0.5×Udc)。系统正常运行时,由于交流电压的要求既不能过高,也不能过低,因此选取m=0.8进行下一步分析。分别以a、b相电压跌落度为变量,绘制出三相环流比例的三维图,见图8。

从图8、图9、图10可以了解：直流环流指

图8 a相直流环流

Fig. 8 DC circulating current of phase a

图9 b相直流环流

Fig. 9 DC circulating current of phase b

图10 c相直流环流

Fig. 10 DC circulating current of phase c

令与三相网压跌落程度呈现非线性关系,且三相直流环流指令之和为0;对比三相注入直流环流与桥臂电流的对比度可知,当两相电压均跌落至20%时,另一相的直流环流偏置为额定桥臂电流的50.79%,在考虑限流及保护参数时需将限定值上调0.5倍左右,以便在额定功率下依然可以保证系统安全运行。

4 仿真及实验

4.1 仿真算例分析

在MATLAB/Simulink仿真环境下,搭建了如图11所示的MMC-ESS系统,仿真系统主要参数如表1所示。仿真采用载波移相调制策略,子模块电池电压为162.5 V,交流线电压有效值是380 V;由于仿真条件有限,为可以明显观测到电池SOC变化,选取较小的电池容量。

图11 MMC-ESS系统仿真实验拓扑

Fig. 11 Simulation and experiment topology of MMC-ESS

表1 MMC仿真系统参数

Tab. 1 System parameters of MMC-ESS platform

系统初始在正常工况下运行,t1=0.2 s时刻,在图11所示的故障点处a相电压跌落至额定值的20%;t2=0.6 s时刻,相间功率均衡控制策略投入。仿真结果如图12所示。

图12 相间功率均衡控制策略的仿真结果

Fig. 12 Simulation result of phase to phase power balance control strategy

图12表示有功功率指令P=8000 W时,在抑制负序电流为零的控制目标下,各电气量的波形图。

从图12(a)可以了解：t1时刻,a相相电压跌落至20%,交流电流在网压发生跌落后逐渐增加并始终保持对称状态,说明相间功率均衡控制策略未对交流输出产生影响。图12(b)分别为直流电流和直流电压波形,此时直流侧功率为零,且直流电压受调制策略影响,基本稳定在650 V。从图12(c)(d)可知,上、下桥臂电流对称,验证了前文关于桥臂电流中不存在偶次谐波分量的理论分析。而在t2时刻,分别向各相环流注入直流分量,桥臂电流和环流发生相应地偏置。图12(e)波形表明,SOC因电池充放电也呈现出基频的波动。由于t1时刻交流侧不平衡的产生,SOC将出现发散现象,其发散速度与交流侧不平衡程度有关。随着t2时刻,相间功率均衡策略的投入,各相SOC发散停止,说明此时各相电池吸纳释放功率速度相同。

图12的仿真结果表明,交流电压的不平衡会引起MMC-ESS电池SOC的不一致。而相间功率均衡控制策略投入后,环流发生相应偏置,子模块电池SOC发散现象停止,证明了通过注入直流环流控制相间功率均衡的有效性。

4.2 功率均衡的实验验证

实验样机外观如图13所示,实验设备使用的器件为三菱PS21765,控制器由DSP和FPGA构成。由于实验条件限制,子模块电池电压选取为15 V,交流电压线电压有效值为24 V。实验时a相跌落至额定值的20%。

图14为网压不平衡时的桥臂电流和环流变化波形。t时刻投入功率均衡控制策略,各相桥臂电流和环流发生一定偏移。其中由于交流侧变压器的缘故,a相、c相环流均向下偏移约250 mA,b相环流向上偏移约500 mA,各相环流偏移量之和基

图13 实验平台

Fig. 13 Physical experiment platform

    图14 桥臂电流及环流

Fig. 14 The arm current and the circulating current

本为零,与前文分析一致,说明本文提出的功率均衡控制不会造成额外功率的输入输出。总体来说,实验结果与仿真结果一致,能够验证提出的功率均衡控制算法的有效性。

5 结论

本文针对网压不平衡下模块化多电平储能系统的相间功率均衡控制策略进行了研究：

1)利用对称工况下开关函数与子模块电压,对桥臂电流进行分析,证明了储能电池直接并联在SM直流侧的拓扑不存在环流。

2)再利用不对称工况下的各类电气量,详细推导了电池SOC表达式,说明了交流功率不对称引起了SOC的不一致。

3)利用环流传递能量的原理,通过向桥臂电流中注入直流环流,使各相电池输出功率实现均衡,该方法可以避免因重构调制波造成的过调制问题,同时也能够最大限度保证实现相间功率均衡;通过分析环流控制调节器参数,结果也表明调节器参数使系统始终保持稳定,可适当修改参数以确保系统获得更好的动态响应;同时,利用三维图分析电压跌落深度对桥臂电流变化的影响情况,重新确定器件保护参数。

4)通过仿真和实验对该控制策略进行了验证,结果表明该相间功率均衡控制策略的有效性和可行性。

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